當輸出電壓可能高于也可能低于輸入電壓時，峰值電流模式控制的非連續升降壓轉換器是LED驅動器的一個不錯選擇。但是，采用這種升降壓轉換器用于驅動器設計時，LED電壓的變化會改變LED電流，LED開路將導致輸出端產生過高的電壓，從而損壞轉換器。本文將詳細討論這種應用于LED的轉換器設計，并描述多種克服其固有缺點的方法。
發光二極管(LED)的應用已有很多年，隨著最新技術的進步，它們正逐漸成為照明市場中強有力的競爭者。新的高亮度LED具有很長的壽命(約10萬小時)和很高的效率(約30流明/瓦)。過去三十多年來，LED的光輸出亮度每18~24個月便會翻一番，而且這種增長勢頭還會持續下去，這種趨勢稱為Haitz定律， 相當于LED的摩爾定律。
從電氣上來說，LED與二極管類似，它們是單向導電(盡管它們的反向阻斷能力并不太好，高的反向電壓很容易損壞LED)，具有與常規二極管類似的低動態阻抗V-I特性。另外，LED一般都有安全導通時的額定電流(高亮度LED的額定電流一般為350mA或700mA)。通過額定電流時，LED正向壓降的差異可能比較大，通常350mA白光LED的壓降在3至4V之間。  圖1a：LED的并聯連接。圖1b：LED的串聯連接。
驅動LED需要受控的DC電流。為了使LED的使用壽命長些，LED電流中的紋波必須很低，因為高紋波電流會使LED產生較大的阻性功耗，降低LED使用壽命。LED驅動電路需要更高效率，因為總體效率不僅取決于LED，還與驅動電路有關。而工作于電流控制模式的開關轉換器是滿足LED應用的高功率及高效率要求的理想驅動選擇。
驅動多個LED也需要仔細考慮。出于下面兩個原因，不推薦如圖1a那樣并聯LED串：由于各個LED的動態阻抗和正向壓降不相同，如果沒有外部均流電路(如電流鏡像)，不可能保證流過LED上的電流相同；一個LED出現故障將使LED串斷開，致使所有LED電流在剩下的LED串之間分配，這將導致LED串上的電流增大，并可能損壞LED。
因此，更好的做法是將LED串聯起來。但該方法的缺點是，如果一個LED出現故障，則整個LED串將停止工作。讓剩下的LED串繼續工作的一個簡單辦法是將一個齊納二極管(其額定電壓大于LED的最高電壓)與每個(或每組)LED并聯， 如圖1b所示。這樣，任何一個LED發生故障后，其電流都會流到相應的齊納二極管上，LED串的其余部分仍可正常工作。
基本的單階開關轉換器可分為三類：降壓轉換器、升壓轉換器和升降壓轉換器。當LED串的電壓低于輸入電壓時，降壓轉換器(圖2a)是理想的選擇；當輸入電壓總是低于串輸出電壓時，則使用升壓轉換器比較合適(圖2b)；當輸出電壓可能高于也可能低于輸入電壓時(由輸出或輸入變化引起)，則采用升降壓轉換器(圖2c)比較合適。升壓轉換器的缺點是，輸入電壓的任何瞬變(可使輸入電壓升高并超過輸出電壓)都會導致LED上流過很大電流 (由于負載的低動態阻抗)，從而損壞LED。升降壓轉換器也可代替升壓轉換器，因為輸入電壓的瞬變不會影響LED電流。
升降壓轉換器的工作原理
對于低電壓應用中的LED驅動器，升降壓轉換器是一種不錯的選擇。其原因有多種，下面列舉了其中一部分：它們可用高于和低于輸入電壓的電壓來驅動LED串(升壓和降壓)；很高的效率(很容易到達85%以上)；非連續工作模式可抑制輸入電壓的變化(提供優良的線電壓調節)；峰值電流控制模式允許轉換器調節LED電流，而無需復雜的補償(簡化設計)；很容易實現線性和PWM LED亮度調節；
開關晶體管失效不會損壞LED。
圖2a：降壓轉換器。圖2b：升壓轉換器。圖2c：升降壓轉換器。
但是，這種方法仍有兩個缺點：峰值電流受控并采用非連續電流模式的升降壓轉換器是一種功率恒定的轉換器，因此，LED串電壓的任何變化都會引起LED電流相應改變；另一個問題是，LED開路狀態會在電路中產生損壞轉換器的高電壓；此外，還需要額外的電路將恒定功率轉換器轉變為恒定電流轉換器，并在無負載情況下保護轉換器。
圖3為升降壓轉換器應用電路圖，控制器內置了用于設定開關頻率的振蕩器。在開關周期之初，Q1導通。由于輸入電壓VIN加在電感上，電感電流(iL(t))開始從零(初始穩定狀態)開始上升。
其中，L是電感值。IC通過測量電阻RL兩端的電壓間接監測電感電流。當該感應電壓上升至預先設定的電壓值(ipk)時， Q1關閉。開關導通時間(ton)由式(2)確定。
此時，存儲在電感內的總能量(J)為
盡管開關關閉，流經電感的電流并不會中斷。這會使二極管D1導通，并在電感兩端產生輸出電壓(-VO)，這個負電壓會導致電感電流迅速下降。
經過時間tOFF后，電感電流趨于零。此時間可通過公式(5)計算：
為使轉換器工作在非連續導通模式下，開關導通時間與電感電流下降時間總和必須小于或等于開關周期 TS，這可確保在下一個開關周期電感電流從零開始。
在輸入電壓最小和輸出電壓最大的情況下(tON+t)OFF)取得最大值。因此，確保在這些電壓下轉換器工作于非連續導通模式可保證在任何情況下都能滿足公式6所示的條件。
轉換器從輸入端獲得的功率(Pin)可由式(3)乘以開關頻率fs得到。
假設LED串電壓(VO)恒定且效率為100%，那么LED電流(iLED)為
受在峰值電流控制模式下，ipk是一個固定值。因此，LED電流完全獨立(理論上)于輸入電壓。在固定的ipk下，輸入電壓的上升(下降)會引起晶體管的導通時間成反比例減少(增加)，這將提供很好的線電壓調節。在實際應用中，從控制IC檢測到電流峰值到GATE引腳實際關斷之間的延遲會引起輸入功率變化。導通時間比較短的設計會由于延遲時間而出現更多誤差，因為延遲時間將會占導通時間的相當大部分。
圖3：升降壓轉換器。
式(8)也表明LED電流與LED串電壓成反比。一個標稱輸出為20V和350mA的電路將在10V輸出電壓時產生700mA的電流，這顯然不是期望的結果。但是，通過使開關頻率與輸出電壓成正比，式(8)提供了一種將恒定功率轉換器轉換為恒定電壓轉換器的方法。假設fs=K×VO，其中K是常數，
這樣，LED電流將獨立于輸入和輸出電壓。
回掃轉換器的另一個缺點是它易受輸出開路狀態的影響。當LED開路時，存儲在電感內的能量在每次開關導通時間的最后都會被轉移到輸出電容里。缺少供電容放電的負載而導致電容兩端的電壓逐漸上升，最后超過器件的標稱值并損壞功率級。通過增加額外的電路(下部分將介紹)可提供輸出電壓反饋及過壓保護。
輸出電壓反饋
圖4顯示了實現過壓保護和LED開路保護所需額外電路。
很多峰值電流模式控制器IC具有專用的RT引腳。與該引腳相連的電阻用來設置內部電流，該內部電流用來給振蕩器電容(可以是內部或外部)充電。振蕩器電容上的斜坡電壓控制開關頻率，這樣，開關頻率與RT引腳的輸出電流成正比。電阻越小(大)，電流就越大(小)，開關頻率也就越高(低)。基于這一原理，可利用輸出電壓反饋來調整開關頻率。
電阻R3和R4構成一個分壓器。R4上的電壓減去晶體管Q2基極和發射極之間的壓降(Vbe)就是R5上的電壓。因此，流經R5的電流(IR5)為
該電流是利用匹配的晶體管對從控制IC的引腳RT獲得的。因此，
其中，KIC是所選用的控制器的電流到頻率的倍增常數。
如果電阻R4上的電壓降遠遠大于Vbe，則(VR5-Vbe)≈VR5，且
圖4中的電阻R2用于啟動轉換器。啟動狀態下，輸出電壓為零，因而IR5也為零。由于沒有來自控制器RT引腳的電流，轉換器無法啟動。增加電阻R2可以在啟動狀態下獲得一小部分電流，并使R2的大小滿足
其中V(RT)是控制器RT引腳上的電壓。這樣可確保轉換器能夠啟動，并將R2帶來的誤差降至最低。
例如，選擇R3=R4，式(10)簡化為：
這里假定輸出電壓比Q2的基極－發射極壓降大得多。
結合式(8)、(10)、(11)和(14)，可以得到輸出LED電流為
這樣LED電流不再決定于輸入或輸出電壓。
采用電阻R6、晶體管Q3和齊納二極管D2可增加過壓保護功能。在LED開路狀態下，當開關導通時，電感存儲能量，當開關關閉時，該能量轉移到輸出電容上。因為沒有足夠的負載供電容放電，輸出電壓在每個周期都會逐漸升高。當電壓升高到超過齊納二極管的導通電壓時，由D2和R6組成的齊納二極管分支電路開始導通。這也提供了一條通過Q3基極電流的路徑，使Q3導通。此時，電阻R4實際上被短路。因此，Q2的基極發射極的PN結將關閉，導致R5上的電流為零。這將停止控制器的內部振蕩直到輸出電壓降到齊納二極管電壓以下，以上過程繼續進行。這種猝發模式可將LED開路狀態下的平均功率降至最小。這種過壓保護方法將強制控制IC進入低頻、低功率的工作模式。
齊納二極管電阻分支電路上的電流必須能在R6上產生足夠大的電壓，以便為晶體管基極－發射極PN結提供偏置。
PWM亮度調節
圖4：帶過壓保護和輸出電壓反饋電路的升降壓轉換器
在帶有輸出電流反饋的開關LED驅動器中，需要反饋補償來穩定轉換器，并調節電流以達到期望的電流值。這些反饋方案的瞬態響應性能是有限的，無法滿足LED的PWM亮度調節所需要的快速開/關瞬態響應。然而，本文所描述的轉換器并不要求任何反饋補償。該控制方案所用的唯一反饋信息是通過傳感電阻獲得的流經MOSFET的峰值電流。因為轉換器在每個周期都存儲了所需的能量，所以它可以對瞬態做出即時響應。因此它可以很方便地與PWM亮度調節方案一起工作。
本文小結
升降壓轉換器是低直流電壓輸入LED驅動器的有效解決方案，無論輸出電壓高于還是低于輸入電壓，它都可以驅動LED串。此外，還可在轉換器中增加小型而低廉的額外電路以克服負載調節和無負載狀態下的問題。該轉換器易于實現，在峰值電流模式控制時無需進行反饋補償設計。它所具有的開環特性也使之成為那些需要PWM亮度調節的應用中的理想選擇。 |
